张建军 袁家德
（福州大学,福州 350116）
随着通信技术的不断革新，从第1 代移动通信到如今的5G 通信，数据传输速率的快速增加让用户充分享受到高速快捷的网络体验[1].用于接收或发射信号的天线是现代无线通信系统的重要组成部分，其性能直接影响整个移动通信网络的通信质量.为了适用各种移动通信系统，移动终端的天线需要覆盖多个移动通信频段[2]；
同时为了保证各方向上的信息传输，天线还需要具有全向辐射特性；
移动通信终端设备不断小型化[3]，留给其天线的安装空间也越来越小，天线需尽量缩减尺寸.因此，多频段、全向辐射和小型化的移动通信终端天线在行业里越来越受欢迎[4].
近年来学者们提出了多种多频段、全向辐射和小型化天线的研究方案.多频段可以通过多条分支加载[5-6]、金属耦合[7-8]、开槽[9]、高阶谐振模式[10]等方法实现.文献[6]提出了一种分支加载天线，通过长L 形和短L 形枝节以及不对称梯形接地面实现三频段.文献[8]利用S 形贴片和倒F 形贴片相互耦合产生多个频段.但上述文献提出的多频段天线不具有全向辐射特性.全向辐射特性可以通过改变辐射结构[11-12]、设计馈电网络[13]、补偿相位[14]、添加寄生引脚[15]等方式来实现.文献[12]利用折叠的环形辐射贴片产生全向辐射模式.文献[13]设计了一种具有平面结构的不对称偶极子，馈电网络设计成用单个端口激励所有频带，该结构获得了良好的全向辐射性能.文献[14]设计了一种包裹螺旋线和贴片负载的表面等离激元圆环，通过补偿相位和改变电流流向来改善其全向性能.文献[15]利用两个寄生引脚来增强天线在方位平面中的全向性.以上天线性能良好，对辐射性能有所改善，但是无法在每个频点实现全向辐射；
同时尺寸较大，不能够满足无线通信的要求.
本文提出了一种偏心馈电基于电谐振(electric-LC,ELC)结构加载的5G 多频段小型化准全向天线，利用分支贴片实现了多频段.通过缺陷地结构(defective ground structure,DGS) 和梳状结构，调节天线的阻抗匹配，结合弯折结构和ELC 结构，覆盖了2G、3G、4G、5G 等多个通信频段，实现了准全向辐射特性.
图1 所示为天线结构图，天线由印制在FR4 介质基板上的两层金属贴片和侧面短接贴片组成，包括辐射贴片、DGS、弯折结构、ELC 结构单元、偏心微带馈线等，天线总尺寸为128 mm×20 mm×1.6 mm.
图1 天线的结构图Fig.1 Geometry of the proposed antenna
天线采用电磁仿真软件ANSYS HFSS 设计优化，主要结构尺寸如表1 所示.
表1 天线结构尺寸Tab.1 Parameters of the proposed antenna mm
天线采用偏离中心的微带线馈电，有利于减小天线的尺寸和扩展带宽[16].低频段(820～940 MHz)的谐振路径比较长，容易实现天线全向性辐射.随着天线工作频率的增加，其对应基模所需谐振长度变短，结构的不对称性和高次谐振模式产生的反向电流会破坏天线的全向性.本文提出加载弯折结构和ELC 单元来优化高频段时天线辐射贴片上的电流分布，实现天线在高频段时较好的准全向辐射性能.
2.1 弯折结构设计
图2 给出了参考天线1 和本文提出天线的局部结构图，本文天线的末端加载弯折结构，参考天线1 的末端用直线替代弯折结构.
图2 参考天线1 和本文天线的结构图Fig.2 Geometry of reference antenna 1 and the proposed antenna
图3 为参考天线1 和本文天线在频率2.1 GHz时yoz面和xoy面的辐射方向图.可以看出，参考天线1 倒“8”字形的方向图出现了旁瓣，方向图全向性较差.
图3 参考天线1 和本文天线在2.1 GHz 的方向图Fig.3 Radiation patterns of reference antenna 1 and the proposed antenna at 2.1 GHz
图4 为参考天线1 和本文天线在频率2.1 GHz时的电流分布图.可以看出，参考天线1 在z方向上明显存在反向电流，而本文天线采用弯折结构弱化了天线在终端位置z方向的电流，改善了方向图，实现了良好的全向辐射特性.
图4 参考天线1 和本文天线在2.1 GHz 的电流分布Fig.4 The current distributions of reference antenna 1 and the proposed antenna at 2.1 GHz
2.2 ELC 单元设计
如图5(a)所示，ELC 结构单元中间为金属带，两端为缝隙.为深入理解ELC 工作机制，将其等效为高频LC 谐振电路进行分析[17].当ELC 被电磁激励后，等效电路模型如图5(b)所示，C为缝隙电容，与缝隙尺寸有关；
L为电感，与中间金属带长度和宽度有关.谐振时，ELC 频率表达式为
图5 ELC 单元结构及其等效电路模型Fig.5 Geometry and equivalent circuit of ELC unit cell
图6 给出了无ELC 结构加载和本文有ELC 结构加载的局部结构图和|S11|曲线.可以看出，无ELC 结构加载天线的中心频点约在5.6 GHz，加载ELC 结构天线的中心频点为4.86 GHz.
图6 有无ELC 结构加载的|S11|曲线Fig.6 |S11| curves with or without ELC structure
图7 给出了无ELC 结构加载天线在5.6 GHz 及有ELC 加载天线在4.86 GHz 时yoz面和xoy面的辐射方向图.可以看出：无ELC 结构加载天线在全向辐射不期望强辐射的yoz面仰角0°和180°方向上比有ELC 结构加载天线的辐射更强，全向辐射特性较差；
有ELC 结构加载天线在4.86 GHz 实现了较好的全向辐射性能.
图7 有无ELC 结构加载的方向图Fig.7 Radiation patterns with or without ELC structure
图8 给出了本文天线在4.86 GHz 的电流分布图.可以看出，ELC 结构与上方贴片产生的强电流互谐振.加载ELC 结构之后，相对于无ELC 结构加载的谐振频率5.6 GHz，天线的谐振频率向低频偏移.
图8 本文天线在4.86 GHz 的电流分布Fig.8 The current distribution of the proposed antenna at 4.86 GHz
为分析ELC 单元对天线性能的影响，图9 给出了ELC 单元不同角度摆放的结构图.可以看出，参考天线2、3 和4 的右ELC 单元与水平夹角θ 分别为0°、18°和90°，本文天线右ELC 单元与水平夹角θ 为162°.
图9 ELC 单元不同角度摆放时结构示意图Fig.9 Illustrations of ELC unit cell placed at different angels
本文天线在4.86 GHz 产生的谐振是ELC 结构和位于其上方贴片共同作用的结果，ELC 结构作为谐振的一部分，绕着中心旋转不同的角度，谐振频率、带宽及方向图都会随之变化.图10 给出了ELC 单元不同摆放角度时的|S11|曲线.参考天线2、3、4 和本文天线的中心频点分别为4.99 GHz、5.04 GHz、4.80 GHz 和4.86 GHz.ELC 单元不同角度摆放时与上方贴片产生不同的耦合作用，从而谐振频率发生变化.
图10 ELC 单元不同摆放角度对天线|S11|的影响Fig.10 The influence of ELC unit cell placed at different angels on antenna |S11|
图11 给出了参考天线2、3、4 和本文天线在中心频点的方向图.可以看出，在全向辐射不期望强辐射的yoz面仰角0°和180°方向上，参考天线2、3 比本文天线辐射更强.旋转ELC 单元可以改变电流的方向及与背面贴片之间的耦合，影响谐振电流的频率特性和方向，利用这一特点来优化本文天线的方向图.通过优化右ELC 单元的摆放角度，当θ=162°时，方向图全向性最好，实现了准全向辐射.
图11 ELC 单元不同摆放角度的天线方向图Fig.11 Radiation patterns of ELC unit cell placed at different angels
2.3 梳状结构设计
图12 给出了无梳状结构和本文有梳状结构的局部结构图和|S11|曲线.可以看出，无梳状结构天线的阻抗匹配显著变差，带宽减小，3.5 GHz、4.8 GHz 附近的频率向高频偏移.本文采用梳状结构提高了天线的阻抗匹配，增加了天线带宽，降低了谐振频率.其原因是梳状结构加载到天线中时增加了辐射贴片上电流路径长度，改善了天线表面的电流分布.通过梳状结构的设计，覆盖了所需要的通信频段，实现了天线的小型化.
图12 有无梳状结构的|S11|曲线Fig.12 |S11| curves with or without comb-shaped element
2.4 参数分析
为研究ELC 结构上方贴片的尺寸变化对天线的谐振频率及阻抗匹配的影响，在其他参数不变的情况下，图13 给出了L3取值变化对天线反射系数|S11|的影响.可以看出，随着L3增大，天线在1.9 GHz附近的谐振频率逐渐向低频偏移，其原因是枝节长度的增加延长了电流谐振路径.经过优化，当L3=32 mm 时，获得最大带宽以及较好的阻抗匹配.
图14 给出了参数L4取值对天线反射系数|S11|的影响.可以看出，随着L4增大，天线在3.5 GHz、4.8 GHz 附近的谐振频率向低频偏移，且带宽逐渐减小.其原因是L4变化不仅影响频率3.5 GHz 时谐振电流路径长度，还会改变上方辐射贴片与ELC 单元的耦合强度，从而影响天线的阻抗匹配.经过优化，当L4取4.5 mm 时，|S11|阻抗带宽为最优值.
图14 参数L4 对天线的性能影响Fig.14 The influence of parameter L4 on antenna performance
根据表1 中仿真优化尺寸制作了天线实物，如图15 所示.用矢量网络分析仪测试了天线S 参数，在微波暗室中测试了增益和方向图.图16 给出了天线|S11|仿真和实测对比，可以看出，仿真|S11|≤ -10 dB带宽为0.82～0.94 GHz、1.68～2.88 GHz、3.26～3.66 GHz、4.82～4.91 GHz，实测|S11|≤ -10 dB 带宽为0.82～0.94 GHz、1.76～3.63 GHz、4.8～4.9 GHz.仿真和实测结果基本吻合，其误差主要来源于仿真与实测之间的差异及加工误差等因素.
图15 天线实物图Fig.15 Prototype of the proposed antenna
图16 天线仿真和实测|S11|曲线Fig.16 Simulated and measured |S11| curves of the proposed antenna
图17 给出了天线在频点0.88 GHz、1.90 GHz、2.50 GHz、3.50 GHz、4.86 GHz 时的仿真和实测yoz面(E 面)和xoy面(H 面)归一化辐射方向图.可以看出：E 面辐射方向图可以观察到形状近似为倒“8”字形，H 面辐射方向图近似为圆形；
低频时天线全向性较好，高频时天线全向性变差，但都展现了一定程度的全向辐射特征，定义为具备准全向辐射特性.
图17 不同工作频率天线仿真和实测方向图Fig.17 Simulated and measured radiation patterns of the proposed antenna at different operating frequencies
图18 给出了仿真与实测增益和辐射效率曲线图，可以看到，实测和仿真增益结果基本吻合，随着频率的增加天线辐射效率呈下降趋势，其原因是频率增加导致天线介质和导体的损耗增大.对比图16中的|S11|曲线和图17 的方向图可以看出，天线的增益不仅与天线辐射效率有关，还与天线的阻抗匹配程度(|S11|)及方向图的形状有关.
图18 天线仿真与测试增益和辐射效率Fig.18 Simulated and measured realized gains and radiation efficiency of the proposed antenna
表2 给出了本文天线与近期发表文献天线性能的对比，其中λ0表示空气中最低频率对应的波长.可以看出，本文天线具有电尺寸小、多频段、宽频段、准全身辐射等优势.
表2 天线性能比较Tab.2 Comparison of antenna performance
本文提出了一种基于ELC 结构加载的5G 多频段小型化准全向天线.采用侧面不对称馈电、DGS、梳状结构、弯折结构，特别是采用旋转ELC 单元，通过多种方法来控制各频段天线表面的反向电流，实现在Sub-6 GHz 频段覆盖5G 移动通信全网通频段和准全向辐射特性.本文提出的天线具有结构紧凑、频带宽、准全向辐射的特点，适合于多种应用场景下的无线通信终端设备中.
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